技術領域
本發明涉及的是一種開關電源，具體是採用多電平逆變器的、高頻的、基於諧振軟開關的高壓直流電源。
背景技術
高壓直流電源在靜電除塵、高壓電容充電和醫療影像等設備中有着廣泛的應用。傳統的高壓直流電源通常採用晶閘管相控整流後用工頻變壓器升壓的供電方案。但這種低頻的供電方式使得變壓器和濾波器件的體積、重量比較大，而且電源的輸入、輸出端都含有大量難以濾除的低次諧波。近年來，隨着新一代功率器件（如igbt、mosfet等）的廣泛應用，微處理器的速度進一步提高，高頻逆變技術也越來越成熟，爲研製一種高性能的大功率高壓直流電源創造了條件。
高頻化可以使得高壓電源裝置小型化、輕量化，但同時開關損耗也會隨之增加，電能效率嚴重下降，電磁干擾也增大了，所以簡單的提高開關頻率是不行的。在大功率高壓直流電源應用場合，由於常規pwm（pulsewidthmodulation，脈寬調製）時，開關管工作於硬開關的狀態，電磁干擾較大，開關管損耗和損壞機率較大，不利於進一步提高開關頻率，同時也影響了電源的穩定性和效率。針對這些問題，提出了軟開關技術，它利用諧振爲主的輔助換流手段，解決了電路中的開關損耗和開關噪聲問題，使開關頻率可以大幅度提高。
經對現有的技術文獻檢索發現，《基於諧振軟開關的大功率高壓直流電源》利用功率主迴路中高頻變壓器的漏感和外加電容構成串聯諧振電路，可以改善開關管的開關環境，採用pam（脈幅調製）和pfm（脈頻調製）相結合的調製方式。pam控制利用晶閘管相控整流電路調節直流母線電壓來調節輸出功率，pfm控制通過改變逆變電路的工作頻率來調節輸出功率。pam控制晶閘管相位，會產生開關損耗，而且晶閘管的開關頻率較低，也就決定了pam無法快速響應；pfm只能消除開關管開通時或關斷時的單一損耗，開關頻率較高時，開關損耗仍然較高，對開關頻率仍有一定的限制。
發明內容
本發明的目的在於克服現有技術中的不足，提供一種基於諧振軟開關技術的高壓直流電源，可完全消除逆變器的開關損耗和高頻不可控整流電路的整流損耗，整個電源系統控制策略簡單、效率高，輸出的電壓波動小、響應快。
本發明是通過以下技術方案實現的，本發明包括：工頻不可控整流器，該整流器被配置來給逆變器穩定的輸入電壓；逆變器將輸入的穩定直流電壓轉換爲多種脈衝電平輸出，用來對串聯諧振的幅度進行調整；串聯諧振電路由外加電容與變壓器的漏感組成，如果變壓器的漏感不足，可外加電感，將逆變器輸出的脈衝電平轉換爲正弦波形，以便於變壓器升壓；高頻不可控整流器對高頻高壓正弦電壓整流，n級整流器的串聯作用可使輸出直流電壓升高n倍。
所述的工頻不可控整流器是對電網電壓整流，包含的整流器數量由逆變器的輸出電平數量決定。整流器以串聯連接，低頻變壓器的次級雙繞組保證各整流器中的電流、電壓相位相同，相應的二極管同時導通，使得串聯電容組均壓充電。
所述逆變器的開關頻率高，採用軟開關控制以消除高頻開關損耗。逆變器增加一個開關管，輸入直流電壓有兩種。根據開關管不同的導通方式，逆變器的輸出有5種狀態，分別爲2正向諧振、1正向諧振、自由諧振、1反向諧振和2反向諧振。逆變器輸出狀態概括爲正向諧振、自由諧振和反向諧振。正向諧振是逆變器輸出的脈衝電壓方向與諧振電流方向相同，對諧振電流起到加強作用；自由諧振是逆變器輸出脈衝電壓爲零，對諧振電流無影響；反向諧振是逆變器輸出的脈衝電壓方向與諧振電流方向相反，使得諧振電流減弱。同一狀態，諧振電流的不同方向對應不同的開關導通方式。在諧振電流的過零點切換開關管的狀態，以使得開關損耗爲零，且開關頻率與串聯諧振頻率始終保持相同。根據檢測的電容電壓、諧振電流和輸出電壓，逆變器的5種狀態按照仿真得到的決策曲線決定下一時刻的輸出狀態。每種狀態的作用週期設置爲串聯諧振週期一半的整數倍。
所述串聯諧振電路由外加電容器和變壓器的漏感串聯組成，如果變壓器的漏感不足，可外加電感。電容器與電感的容量確定，串聯諧振頻率和逆變器的開關頻率也確定。電容器與電感的容量選取由逆變器的開關管的耐電壓和耐電流情況和不可控整流器所要求的電容器充電速度決定。電感值與諧振電流峰值反比例，與整流器的電容器充電速度反比例，電容器電壓只與諧振頻率有關。
所述高頻不可控整流器對高頻變壓器輸出的高壓交流電整流，輸出高壓直流電壓。輸出電壓提高的倍數由高頻變壓器初、次級匝數比，次級繞組數量和每個次級繞組連接的整流器級數決定。變壓器每個次級繞組連接多級整流器，不同次級繞組連接的整流器之間串聯。次級繞組連接的多級整流器增加電容器，且連接到各級整流器的電容器容量相同，所流過的電流爲零時，各整流器的相應二極管同時導通，保證各串聯電容器均壓充電，且無整流損耗。
高頻變壓器升壓倍數不變的情況下，次級兩個繞組的匝數和不變，即高頻變壓器不會因此增加容量和體積。高頻變壓器輸出的是高壓高頻交流電，高頻不可控整流器中的二極管須採用快速二極管。輸出電壓由多個電容器串聯提供，每個電容器的耐壓值降低了多倍，但電容器的選用仍要遵循容量小、耐壓高的原則，容量小可使輸出電壓升壓更快。
一種無超調且不影響快速性的升壓方法。串聯諧振電路中，電容電壓與諧振電流需進行限制，以保護逆變器和高頻不可控整流器中的開關管和二極管。在升壓階段，輸出電壓給定值並不直接爲目標值，而是逐漸升高，收斂於目標值。輸出電壓給定值上升至目標值的95%之前，輸出電壓給定值以正向諧振狀態使得輸出電壓升高的幅度上升，使之以最快的速度升高。此時，若是查表判斷下一時刻爲反向諧振狀態強制爲自由諧振狀態，電容電壓與諧振電流超過限定值，下一狀態也強制爲自由諧振狀態。輸出電壓給定值達到目標值的95%以後，輸出電壓給定值以較小幅度上升，快速收斂到目標值，判定爲自由諧振狀態的情況強制爲反向諧振，以保證整個電壓上升過程輸出電壓無超調現象。
與現有技術相比，本發明具有以下有益效果：逆變器的結構簡單、控制策略容易實現，基於諧振軟開關控制技術，可完全消除開關損耗，開關頻率進一步提高，由於逆變器輸出電平增加，對輸出電壓調節更加精細，使得輸出電壓波動更小、響應更快；爲了適應所設計的逆變器輸入電壓模式，採用的工頻整流器串聯結構對串聯電容組均壓充電，保證了逆變器輸入電壓的穩定，而且工頻整流器不需要對其輸出電壓調整，採用不可控整流器，簡化了整個系統的控制複雜度；高頻不可控整流器採用多級整流器串聯方式，在各級整流器之間增加相同容量的電容，消除了高頻不可控整流器的損耗，提高了整個系統的效率。
附圖說明
當參考閱讀下面的詳細說明時，將更好地理解本發明的特徵和優點，其中，在全部附圖內，類似的字符表示類似的部分，其中：
圖1爲本領域已知的高壓電源拓撲；
圖2爲根據本發明的一個實施例，採用五電平逆變器40的高壓電源拓撲，工頻不可控整流器50採用工頻變壓器42次級兩繞組分別整流，高頻不可控整流60採用高頻變壓器44次級兩繞組分別連接2級整流器，並串聯在一起；
圖3爲根據本發明的一個實施例，採用五電平逆變器40的高壓電源拓撲，工頻不可控整流器70採用2級整流器，高頻不可控整流器80採用4級整流器；
圖4爲逆變器40的5種工作狀態，1-逆變器40的輸出電壓，2-串聯諧振電路的諧振電流。其中，i-2正向諧振，ii-2反向諧振，iii-自由諧振，iv-1正向諧振，v-1反向諧振；
圖5爲輸出電壓給定值的理想上升曲線，1-理想給定值上升曲線，2-仿真得到的高壓直流電壓輸出曲線；
具體實施方式
如圖1所示，本領域內公知的高頻高壓直流電源100的拓撲。高壓直流電源100使用了三級功率電路，以將電網中的三相交流電壓11轉換爲可調節的穩定高壓直流電壓17。電網的三相交流電壓11經可控整流電路30，及較大容量的電解電容52，得到逆變器10的直流母線電壓13。可控整流電路30採用pam控制策略可根據輸出的高壓直流電壓17連續地調節直流母線電壓13。此處可控整流晶閘管是有開關損耗的，只是開關頻率低，損耗很小。也正因爲開關頻率低，可控整流電路30的輸出響應很慢，不易頻繁調整輸出直流母線電壓13。
直流母線電壓13到高頻交流高壓15是通過逆變器10、串聯諧振電路和高頻升壓變壓器26實現的。逆變器10由四個全控開關管各反並聯一個二極管組成，外加電容22與變壓器26的漏感組成串聯諧振電路，如果漏感不夠，可外加一個電感24。逆變器10輸出的高頻脈衝電壓經串聯諧振電路，輸入到變壓器26中的是正弦電壓及電流，經過變壓器26的升壓作用就得到了高頻交流電壓15。逆變器10常採用pwm和pfm的控制策略，可連續跟蹤輸出電壓17的變化，雖然採用了諧振軟開關技術，在開關管開通時或關斷時仍會產生一次開關損耗，較硬開關的損耗降低了一半以上。高壓直流電源中的整流電路一般採用多級整流器20，可以使得整流二極管和電容的耐壓值降低，體積減小。由於對高頻交流電壓15整流，多級整流器20採用快速整流二極管。此處的快速整流二極管並不是在電流過零點導通，各級整流電路依次導通，二極管會產生較大的開關損耗，使得高壓直流電源100的整體效率降低。
如圖2所示，根據本發明的一個實施例的高壓直流電源200拓撲。逆變器40增加了一個全控開關管28，若開關管28斷開，逆變器40的結構和逆變器10相同。直流母線電壓23處增加一個電容組，採用兩個電容組串聯的方式。考慮到電容組36和38的均壓充電，前端可採用變壓器42、不可控整流器46和48實現。變壓器42的初、次級繞組匝數比1:1，次級兩個繞組，產生相同的電壓經過不可控整流器46和48對兩個電容組36和38充電，可保證串聯電容組的均壓充電。待充電完成，逆變器40開始工作，直流母線電壓23無法調節。
如圖3所示，逆變器40增加了開關管28，可輸出5種脈衝電平，5種脈衝電平的值固定不變，只是離散的5個值。開關管2、4、6、8、28只在諧振電流過零點時切換，因此開關頻率固定，爲諧振頻率。逆變器40的工作狀態有5種，分別稱爲2正向諧振、1正向諧振、自由諧振、1反向諧振和2反向諧振。5種狀態的作用週期也固定，爲諧振週期一半的整數倍，也可以使5種狀態的工作週期在升壓階段和穩定階段選用不同的值，但都是諧振週期一半的整數倍。
5種狀態的開關導通方式爲：（1）諧振電流爲正時，2正向諧振是導通開關管2和8；諧振電流爲負時，2正向諧振是導通開關管4和6。（2）諧振電流爲正時，1正向諧振是導通開關管28和8；諧振電流爲負時，1正向諧振是導通開關管28和6。（3）諧振電流爲正時，自由諧振導通開關管2或8，導通開關管2與二極管16使得串聯諧振電路形成迴路，導通開關管8與二極管14使得串聯諧振電路形成迴路；諧振電流爲負時，自由諧振導通開關管4或6，導通開關管4與二極管18使得串聯諧振電路形成迴路，導通開關管6與二極管12使得串聯諧振電路形成迴路。（4）不管諧振電流是正或負，1反向諧振是導通開關管28，諧振電流爲正時，開關管28與二極管16使得串聯諧振電路向電容組36回饋電能；諧振電流爲負時，開關管28與二極管8使得串聯諧振電路向電容組38回饋電能。（5）不管諧振電流是正或負，2反向諧振是關斷開關管2、4、6、8和28。當諧振電流是正時，二極管14和16導通使得串聯諧振電路向直流母線上回饋電能；當諧振電流爲負時，二極管12和18導通使得串聯諧振電路向直流母線上回饋電能。
逆變器輸出狀態概括爲正向諧振、自由諧振和反向諧振。正向諧振，直流母線給串聯諧振電路和負載提供電能，負載電壓17會升高。直流母線電壓越高，輸出的功率越大，串聯電路存儲的電能就越多，負載電壓17上升的幅度就越大；自由諧振，存儲在串聯諧振電路的電能向負載供電，由於負載的消耗，負載電壓17必然會下降，只是下降幅度較小；反向諧振，存儲在串聯諧振電路中的電能不僅向負載供電，還將電能回饋給直流母線，負載電壓17必然下降，而且幅度較大。因此，如果直流母線電壓所提供的功率恰好等於負載的消耗，那麼負載電壓將無波動，保持不變。然後直流母線電壓不易頻繁改變，會造成整個高壓直流電源的不穩定，諧波大大增加，帶來更多的危害。因此，逆變器40輸出的脈衝電平越多，負載電壓17的波動必然越小，採用9電平逆變器時，輸出電壓17的波動極小，可以滿足對電能質量需求極高的設備，再繼續增加電平，效果不再明顯，反而增加硬件電路的複雜度。
直流母線電壓23、串聯諧振電路存儲的電能和輸出電壓17之間存在一定的對應關係，決定5種狀態的選擇。可建立仿真模型，繪製給定電壓值與測量值17的差值與5種狀態在不同電容電壓32下的曲線，實施時採用比較法確定狀態輸出即可。逆變器40硬件電路簡單，可輸出5電平，只是需要採集電容電壓32，輸出電壓17和分辨諧振電流34的過零點，對信號採集電路要求較高，控制處理器的速度要夠快。但是由於算法和控制簡單，採用中低端cpld/fpga都可以實現。
圖1中的多級整流器20的各級整流器導通不一致，由於是高頻高壓整流，快速整流二極管的導通和斷開會造成較大的電能損耗，影響了快速整流二極管的使用壽命，也影響了電容組充電的均壓，使得輸出電壓17的質量和穩定性降低。高頻變壓器44的次級採用兩繞組，次級繞組與初級繞組的匝數比降低爲變壓器26的一半，而變壓器44的升壓倍數不變，總體繞組的匝數不變，因此所佔體積相同。多級整流器60是根據本發明的一個實施例，採用兩個兩級整流器串聯的形式，其中的各級整流器的輸出電流波形完全相同，很好地實現了電容的均壓充電，而且快速整流二極管在電流爲零時導通或關斷，因此未產生整流開關損耗，進一步提高了高壓直流電源200的效率。
如圖4所示，根據本發明的另一個實施例的高壓直流電源300的拓撲。其中，改變了逆變器40的直流輸入電壓電路，不需要變壓器，直接採用高壓直流電源200拓撲中快速不可控整流電路。電網的頻率較低，因此不可控整流電路70中可選用一般的整流二極管，爲了提高輸出直流電壓質量，電容組36和38的容量要足夠大，同時整流電路70也無開關損耗。高頻變壓器26未作改變，採用單個四級整流器80，升壓倍數並未改變，四級整流器80的結構無整流損耗，各整流器之間連接的電容器容量關係較爲複雜，不易選擇。逆變器結構及其控制方式相同，高壓直流電源300可實現高壓直流電源200的相同性能。
如圖5所示，根據高壓直流電源200的升壓過程。逆變器40輸出的5種狀態作用週期固定，通過5種狀態的切換改變輸出電壓17，若輸出電壓給定值直接設置爲目標值，這種離散的控制方式必然會導致升壓階段的超調。因此，輸出電壓給定值在升壓階段必須逐漸升高，直到達到目標值。在限制電容電壓32和諧振電流34的條件下，設計了輸出電壓給定值不斷升高的曲線。正向諧振使得輸出電壓升高，自由諧振使得輸出電壓較小降低，反向諧振使得輸出電壓較大幅度降低，給定電壓計劃曲線正基於此點。在輸出電壓未達到目標值的95%，給定電壓按照最快的速度上升，即2正向諧振使得輸出電壓升高的幅度。若電容電壓32和諧振電流34超過限制值，接下來的狀態設置爲自由諧振，儘量避免反向諧振狀態。輸出電壓達到目標值的95%以後，若電容電壓32和諧振電流34超過限制值，接下來的狀態設置爲反向諧振，儘量避免2正向諧振，用1正向諧振使得輸出電壓較緩慢上升到目標值。圖5中的曲線2即是輸出電壓上升的理想曲線，輸出電壓的實際上升曲線並沒有較好地跟蹤理想曲線，是因爲對電容電壓32和諧振電流34的限制，以避免過高的電壓或電流導致逆變器40的開關管損耗。
雖然已經在此圖解和說明了本發明的特定特徵，但是本領域內的技術人員可以進行許多修改和改變。因此，應當明白，所附的權利要求意欲涵蓋落入本發明的真實精神的所有這些修改和改變。
